如何控制同步Buck变换器中的电磁干扰

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当将较高的电压转换为较低的电压时，降压(开关)变换器提供了比其线性对等物更高的效率。Buck变换器可以达到95%或更高的效率，远远超过线性调节器，后者通常在40%的范围内下降。

基本降压转换器(图1)由MOSFET开关(S1)、二极管、输出电感(L)和输出电容(C)组成。在工作过程中，S1在闭合(on)和断开(off)状态之间交替。当S1闭合时，输入电压通过电感连接到负载上，电感在其磁场中存储能量。电容器正在充电，输出电压开始向输入电压上升。二极管是反向偏置的。

1.基本的开关降压拓扑(a)使用开关MOSFET、反激二极管、电感和电容来提供有效的降压功率转换。同步降压变换器(b)通过用第二个开关代替二极管来提高效率。(来源:作者)

当S1打开时，磁场坍缩，在电感器上产生一个负反馈电压。这将打开二极管，二极管执行反激功能，允许电流流过L-C-D环，因为电感返回其能量到电路。电感器最初也向负载提供能量。当这耗尽，电容器供应负载和输出电压开始衰减。然后开关再次关闭，重复这个过程。

输出电压的取值为:V_出= V_在* t_在/ (t_在+ t_从)．50%占空比(t_在= t_从因此，输出电压将是输入电压的一半。输出还显示了由电容器充放电引起的纹波。

同步降压拓扑(图1 b)是对基本设计的细化。它用另一个晶体管开关(S2)代替二极管，当图1a中的二极管正常导电时，晶体管开关打开。MOSFET的功率耗散小于二极管，因此这种改变提高了效率。控制电路必须确保S1和S2没有同时打开，这种情况被称为“直通”，它会有效地将电源短路到地面。为了避免这种情况，在一个场效应管关闭和另一个场效应管打开之间增加了一个“死时间”。

开关转换器和EMI

同步降压变换器广泛应用于工业、消费和汽车应用，但随着供电效率变得越来越重要，设计师转向更快的切换速度——最高可达10 MHz——减少损失。然而，更快的开关速度会增加电磁干扰(EMI)，这可能会产生不良后果。例如，在一辆汽车中，过高的电磁干扰会在汽车音响中产生可听见的噪音，甚至会导致与安全相关的系统出现故障。

开关变频器电磁干扰产生的原因是什么?电压波形的快速边缘包含高频谐波，很容易耦合到其他电路(传导的电磁干扰)。

在设计中，高频能量会导致谐振寄生电路出现明显的电压过冲和振铃现象。振铃幅度是高侧MOSFET开关速度和布局和封装中的杂散电感的函数。在极端情况下，该振铃的电压幅度可以超过低侧MOSFET的漏极至源极电压的绝对最大值。

电路修改，以减少振铃和电磁干扰

的电路图2显示同步降压转换器的功率级组件。它包括图1b中的基本元件MOSFET功率开关S1和S2，输出电感，输出电容和负载。文中还给出了引起开关节点振铃的寄生电感和电容，以及一些可以降低振铃幅度的附加元件。

2.一个真实世界的同步降压转换器的应用，包括寄生电感和电容，可以促进振铃。可以增加一些外部组件，以减少振铃和提高电磁干扰性能。(来源:TI)

图2描述了可以减少交换机节点振铃的三种电路修改:启动电阻、高侧门电阻或缓冲器。它们不是相互排斥的，所以在同一设计中可以使用多个。为了获得最好的结果，这些修改应该与良好的布局实践结合使用。

选项1:添加一个门电阻

也许最简单的选择是通过增加一个电阻R来减少可引起恶作剧的高频能量_门与高侧(HS) MOSFET的栅极串联。这依赖于MOSFET的隔离栅电极形成电容器的事实(C_GS)，每次MOSFET开关或关闭时必须充电或放电。串联栅电阻与C相结合_GS形成一个RC低通滤波器，减慢MOSFET的开启和关闭。

这种方法的优点是简单，但会增加开关功率损耗，从而降低效率。此外，HS MOSFET的主要EMI收益来自于增加的接通时间;也就是说，减缓上升边缘。添加门电阻减慢了两个转换。反向二极管可以与电阻并联，以加快关断速度(图3)．

3.如图所示，添加一个二极管与栅电阻并联，可以帮助加快HS MOSFET的关断时间。(来源:TI)

虽然这对EMI降低不是很重要，但在低侧(LS) MOSFET电路中的门电阻仍然可以发挥有用的作用。

在图2中，R_GATE2会增加LS MOSFET关闭所需的时间。减慢关闭时间可以通过减少死区时间来提高整体效率。HS MOSFET关闭后，LS MOSFET引导电感电流通过其内部体二极管，直到它打开。内部二极管通常具有较高的正向压降，这可能导致整体效率的显著降低。

一个警告:当减少同步降压的死时间时，请记住存在部分到部分的变化，所以要留出足够的空间来避免贯穿的风险。

选择2:添加缓冲器

第二种选择是增加一个缓冲器(R_阻尼器和C_阻尼器串联)从交换节点到地面。缓冲电路抑制开关过渡过程中的寄生电感和电容，从而降低振铃电压和频率，并减少振铃周期数。这有助于降低系统发出的电磁干扰。

一个完全优化的缓冲器可以设计成允许一个确定的超调量，然后以最小的能量损失来解决给定的超调量要求。一个缺点是，这种板到板的变化太大，足以挫败这一崇高的目标。缓冲元件的计算是一个包括经验测试在内的迭代过程。

该程序从寄生电路电感和开关节点电容的估计开始。一旦确定了这些参数，缓冲电阻的值就会计算出快速上升时间和最小超调量的近似统一的阻尼比。然后，选择缓冲器电容来平衡振铃的控制和期望的功率损失。最后，对选取的数值进行实证检验，并根据需要进行修正。

有关缓冲器计算的更多细节，请参阅本应用笔记．

选项3:使用启动电阻

图2中的电荷泵电路采用C_引导将HS栅电源提升到电源级的电源电压以上。一个启动电阻(R_引导)与电容器串联可以通过减慢HS场效应晶体管的接通速度来减少振铃现象。较慢的开启允许寄生网络有更多的时间放电，限制振铃。启动电阻的值是根据经验确定的;从0 Ω开始，然后增加电阻，直到振铃降低到所需的水平。

启动电阻只影响HS MOSFET的开启，使这种方法成为减少振铃的有效方法。然而，如果启动电阻太大，启动电容可能不会在每个周期完全充电。然后栅极驱动器将没有足够的电压来保持HS MOSFET打开，并可能在周期中期关闭。这个限制限制了引导电阻的大小，因此，可以通过这种方法减少环路。

选择4:使用集成解决方案

一些制造商提供具有集成功能的同步降压转换器，以帮助降低电磁干扰。“透明国际”的LM5140-Q1例如，它是一个符合汽车质量要求的部件，具有可调节的回转速率控制，以简化符合汽车电磁干扰要求的情况，如CISPR 25．该标准涵盖了150-kHz至2.5-GHz频率范围内的辐射和传导辐射。

4.标准降压输出级(a)为每个功率场效应晶体管使用一个栅电阻。一个集成了回转速率控制的同步降压变换器，如TI公司的LM5140 (b)，允许单独控制HS和LS的通断和关断时间。(来源:TI)

图4显示了LM5140的输出级与标准转换器的输出级的比较。标准的转换器(图4)HS和LS驱动对内部连接，允许每个功率场效应晶体管只有一个门电阻。在LM5140(图4 b)，每个驱动FET被分开固定，允许每个HS和LS功率晶体管的单独的开关控制。

5.使用带有回转速率控制的转化器可以产生戏剧性的效果。将原始输出波形(a)与优化后的波形(b)进行对比。这减少了CISPR 25级5测试中21 dBµV的传导辐射，并消除了对缓冲电路的需要。(来源:TI)

提供每个切换过渡的单独的回转速率控制，允许设计者为每个应用程序优化性能。图4a中的基本降压转换器在30- 108 mhz频率范围内超过了CISPR 25级进行的发射测试的15 dBµV的限制。所示图5，增加了回转速率控制，消除了交换机节点的振铃现象，使设计通过了测试。

结论

同步降压变换器能够实现高效率的功率转换，但传导和辐射排放一直是人们关注的问题，特别是随着开关速度的提高。我们已经讨论了处理这个问题的几种有用的技术。当与最佳实践板布局技术相结合时，它们可以将排放降低到允许开关转换器用于对emi敏感的汽车、工业和消费应用的水平。

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